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        諧振軟開關的高效自激單變的DC-DC

        作者:串亖の六花   來源:本站原創   點擊數:  更新時間:2014年04月28日   【字體:

          大家可能看到我的題目可能覺得有些奇怪,大伙很難把單變自激和高效想到一起...做逆變器的一定對DC-DC不陌生,DC-DC有自激它激啥啥啥一大堆方案可選,它激稍微復雜自激簡單但是效率腦殘,即便是現在的它激也很少有能做到效率超高(因為沒有實現軟開關).本人設計了一種即簡單(所有元件均很容易找到)又高效功率適中而且帶電壓控制功能的DC-DC,下面來呈現給大家

        電路的靈感來自這個:

        和下面這個看著很像,但是本質很不一樣:

         

        別混了 

        這是一個老外設計的單變自激推挽電路,用來推動電視機高壓包來實現拉弧.這個電路簡潔高效,我測試過可以達到91%!(因為實現了ZVS零電壓開關).下面是我翻譯的老外的講解(原文來自:http://teravolt.org/zvs-driver/),讓大家簡單認識一下這個神奇的電路:

         

         

        當電源電壓作用于V+,電流開始同時通過兩側的初級并施加到MOS的漏極(D)上.電壓會同時出現在MOS的門極(G)上并開始將MOS開啟.因為沒有任何兩個元件是完全一樣的,一個MOS比另一個開的快一些,更多的電流將流過這個MOS.通過導通側初級繞組的電流將另一側MOS的門極電壓拉低并開始關斷它.圖中電容和初級的電感發生LC諧振并使電壓按正弦規律變化.如果沒有這個電容,通過MOS的電流會一直增大,直到變壓器飽和+MOS發生核爆炸......

        假設Q1首先開啟.當Z點電壓跟著LC諧振的半個周期上升到峰值再回掉時,Y點電壓會接近0.隨著Z點電壓下降到0,Q1的門極(G)電壓消失,Q1關閉.同時Q2開啟,此時Y點電壓開始上升.Q2的導通把Z點電壓拉低到接近地,這可以確保Q1完全關斷.Q2完成LC振蕩的半周后會重復同樣的過程,此振蕩器繼續循環工作.為了防止本電路從電源拉取巨大的峰值電流而損壞,增加了L1在變壓器抽頭處和V+之間作為緩沖.LC阻抗限制著實際的電流(L1只是減少峰值電流,因為電感有續流作用吧).

        如果你眼夠尖,會發現此振蕩器是一個零電壓開關電路(zero-voltage switching ZVS),這意味著MOS將在其兩端電壓為零時關斷.這對MOS有好處,因為它允許MOS在承受應力比較低的時候進行開關動作,這意味著不再需要像硬開關變換器那樣的巨大散熱器,甚至當功率大到1KW時都可以這樣!ZVS的振蕩頻率將由變壓器初級的電感和跨接在初級兩端的電容決定.可以用下列公式計算:

        f = 1/2 * π * √(L * C)
        f 頻率,單位Hz
        L 初級的電感,單位H(注意不是uH!1H=1000000uH。
        C 諧振電容的容量,單位F(注意不是uF!1F=1000000uF)

        真實的MOS比較脆弱,如果門極(G)和源極(S)之間的電壓超過正負30V,MOS會損壞.為了防止這種事情發生,我們需要門極(G)的保護措施;只是簡單地增加幾個額外的元件.如下圖.

         

        ?6?1 470歐電阻用來限制MOS門極(G)的電流,防止損壞.
        ?6?1 10K電阻用于確保MOS可靠關斷.
        ?6?1 穩壓二極管將MOS的門極(G)的電壓限制在你選用的穩壓二極管(12V、15V、18V)的擊穿電壓之內.
        ?6?1 當一側MOS導通時,UF4007將另一側MOS的門極(G)電壓拉低

        值得注意的是,我們改用+V為MOS供電,使它們開啟,并使用LC諧振部分通過快恢復二極管關斷它們.這提高了整體電路的性能.因為LC震蕩時的電壓比輸入電壓高,所以你需要確認你的MOS可以承受這個電壓.一個比較好的選擇MOS方式,MOS的耐壓要為4倍輸入電壓以上,IRFP250和更好的IRFP260很適合ZVS(我用IRF540也很好,但是輸入不要超過20V,IRFZ48、IRF1404等管耐壓過低不宜使用).你需要為MOS添加散熱器,但是不用特大.記住在安裝散熱器時一定要加絕緣墊(TO247的IRFP250和IRFP260要加絕緣墊,TO220的IRF540除了絕緣墊還要加絕緣帽。,因為MOS的散熱器不是和引腳不是電學絕緣的(散熱片和漏極是通的,我想但凡搞電子的都知道吧、).那個諧振電容一定要用好的,MKP電容,云母電容,Mylar電容(這個不認識)是很好的選擇(電磁爐電容最佳~~),千萬不要用電解電容,會核爆炸的.兩個初級繞組必須要同方向繞制,否則不工作.如果變壓器沒氣息,同樣不會工作.

        相信大家看過之后對這個神奇的電路有所了解了,大家可以做一個這個電路驗證下,發熱很小的.理論上這個電路中只有MOS那微小的導通電阻會發熱,實際上由于本圖的MOS驅動上拉非常簡單(直接使用470歐電阻),導致MOS開通的上升沿略長,對于IRFP2907等結電容大的管子尤其明顯,因此管子也可能因此發熱.......

        這個電路看著完美了,但是它可是有一個致命的弱點,那就是空載輸出電壓虛高,設計輸出400V的變壓器可能空載輸出1KV多,可以擊穿近1mm空氣拉弧,弧可以拉到4mm,如果直接用來給后極電容充電的話,空載的后果大家可以想想,因此,重點來了,必須要對它的輸出加以控制!

        首先說明一個控制該電路的很簡單的方式,那就是

         

        斷開圖中紅叉的位置,接上開關或者晶體管實現對電路工作狀態的控制!這樣一來,思路就簡單多了.參考3525準閉環前級的電路,我使用TL431+PC817反饋:

         

        這電路的功能是當DC的電壓大于設定值時光藕里的發光二極管導通已反饋給前級一個信號通知前級關斷,等到后級電容電壓下降后再開啟前級.但是圖中的Feedback不能直接用于控制自激電路的工作狀態,因為如果直接控制的話當DC在閥值附近來回變動時會導致功率升壓部分頻繁開關,這樣功率電路的ZVS狀態無法建立,管子會發熱.因此需要限制最低關閉時間,我加入了一個典型的NE555單穩態電路:

         

        當反饋信號來臨時,第二角電壓被拉低,單穩態電路被觸發,3腳輸出高電平使Q2截至,升壓電路暫停工作,由于單穩態電路至少輸出0.1S的高電平,這樣可以避免功率部分頻繁開關(實驗證明如果把控制信號的開關頻率升高到200Hz會觀察到明顯發熱)

        還有一個問題,該功率電率在工作的時候會在電源上興風作浪,即產生尖峰,這對NE555是秒殺性質的,因此我加入了電子濾波:

         

        Q1構成電壓追隨器,當尖峰來臨時由于C1兩端電壓不能突變,因此尖峰被濾除.這樣我們就得到了完整的電路圖:

         

        該圖經過修改已經成型,主要變化是后級的TL431和PC817改用輔助繞組供電,之前的問題是兩電容電壓差別太大,因為那個30K電阻所致,目前改前級空載可穩定在740V.先前的電路圖還是留著的,給大家看:

          

         

        這個電路部分被仿真過,無誤,Multisim11仿真文件:TL431+PC817 

         

         

         

        用來繞初級的銅皮:

         

        變壓器選用EI40磁芯,我直接在磁芯上面繞了,因為這玩藝的骨架找不到了(貌似忘了買),把初級銅皮繞上去同時當了骨架:

         

         

        這是次級1匝的波形,可以看見是完美的正弦波,證明電路工作在良好的諧振狀態:

         

        這是裝上了控制電路的板子,上面的大電容是諧振電容,功率管是IRF3205:

         

        裝上了變壓器的樣子:

         

        大大的30K電阻是為TL431+PC817供電的,發熱有點厲害所以才用這么大的,藍色的電位器用于調節最大的輸出電壓:

        終于完工了~~~~

         

        這是前級,上面那個4.7uF的是關斷電容

         

         

        小擋點300W燈

         

        大檔點300W燈泡 

        后來測試這是電源電壓只有10V多一點,電流近16A(供電是個ATX,額定22A)

        這是后級圖:

         

        SCR用TYN1225,C1用毒石電容,C2用滌綸電容,L1用成品的220uH工字電感(體積很大)

        經過20分鐘帶300W燈泡的試機,散熱片幾乎沒有升溫,關斷電感略微升溫,前級電感發熱,變壓器無升溫

        希望大家喜歡~

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